从零开始教你设计反激变换器

　　开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。

　　基本的反激变换器原理图如图 1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率(1W～60W)开关电源应用场合，反激变换器(Flyback Converter)是最常用的一种拓扑结构(Topology)。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

　　接下来，参考图 2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器

　　1.Step1：初始化系统参数

　　单路输出时，KL(n)=1

　　Step2：确定输入电容Cbulk

　　Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压(85～265VAC)，取2～3μF/W;对窄范围输入电压(176～265VAC)，取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。

　　一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC：

　　Step3：确定最大占空比Dmax

　　反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续模式(DCM)。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。

　　图4 反激变换器

　　对CCM 模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM 模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM 模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM 模式与CCM 模式的临界处(BCM 模式)、输入电压最低(Vinmin_DC)、满载条件下，设计DCM 模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM 模式，还是DCM 模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。

　　通过公式(5)(6)(7)，可知，Dmax 取值越小，Vor 越小，进而MOS 管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS 管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。Dmax 的取值，应当保证Vdsmax 不超过MOS管耐压等级的80%;同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM 模式条件下，当占空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。综合考虑，对于耐压值为700V(NCP1015)的MOS管，设计中，Dmax 不超过0.45 为宜。

　　Step4：确定变压器初级电感Lm

　　其中，fsw 为反激变换器的工作频率，KRF 为电流纹波系数，其定义如下图所示：

　　对于DCM 模式变换器，设计时KRF=1。对于CCM 模式变换器，KRF<1，此时，KRF 的取值会影响到初级电流的均方根值(RMS)，KRF 越小，RMS 越小，MOS 管的损耗就会越小，然而过小的KRF 会增大变压器的体积，设计时需要反复衡量。一般而言，设计CCM 模式的反激变换器，宽压输入时(90～265VAC)，KRF 取0.25～0.5;窄压输入时(176～265VAC)，KRF 取0.4～0.8 即可。

　　设计中，需保证Idspeak 不超过选用MOS 管最大电流值80%，Idsrms 用来计算MOS 管的导通损耗Pcond，Rdson 为MOS 管的导通电阻。

　　Step5：选择合适的磁芯以及变压器初级电感的匝数

　　开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足不同的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。

　　实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有非常严格的限制，可选择的余地很大。其中一种选型方式是，我们可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。如果没有合适的参照，可参考下表：

　　选定磁芯后，通过其Datasheet 查找Ae 值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数由下式确定：

　　其中，DCM 模式时，△B 取0.2～0.26T;CCM 时，△B 取0.12～0.18T。

　　有时候，单个电容的高ESR，使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性，此时可通过在输出端多并联几个电容，或加一级LC 滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意：LC 滤波器的转折频率要大于1/3 开关频率，考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载，L 不宜过大，建议不超过4.7μH。

　　如图 8 所示，反激变换器在MOS 关断的瞬间，由变压器漏感LLK 与MOS 管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS 管的漏极，如果不加以限制，MOS 管的寿命将会大打折扣。因此需要采取措施，把这个尖峰吸收掉。

　　反激变换器设计中，常用图 9(a)所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路(RCD钳位吸收)。

　　RClamp 由下式决定，其中Vclamp 一般比反射电压Vor 高出50～100V，LLK 为变压器初级漏感，以实测为准：

　　输出功率比较小(20W 以下)时，钳位二极管可采用慢恢复二极管，如1N4007;反之，则需要使用快恢复二极管。

　　Step11：补偿电路设计

　　开关电源系统是典型的闭环控制系统，设计时，补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器，绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统，所以它的补偿电路容易设计。通常，使用Dean Venable提出的Type II 补偿电路就足够了。

　　在设计补偿电路之前，首先需要考察补偿对象(功率级)的小信号特性。

　　如图8 所示，从IC 内部比较器的反相端断开，则从控制到输出的传递函数(即控制对象的传递函数)为：

　　Vout1 为主路输出直流电压，k 为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数(对NCP1015 而言，k=0.25)，m 为初级电流上升斜率，ma 为斜坡补偿的补偿斜率(由于NCP1015内部没有斜坡补偿，即ma=0)，Idspeak 为给定条件下初级峰值电流。于是我们就可以使用Mathcad(或Matlab)绘制功率级传函的Bode 图：

　　在考察功率级传函Bode 图的基础上，我们就可以进行环路补偿了。