能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%。绝大多数电源IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。一般厂商会给出实际测量的结果，但我们只能对我们自己的数据担保。图1 给出了一个SMPS 降压转换器的电路实例，转换效率可以达到97%，即使在轻载时也能保持较高效率。采用什么秘诀才能达到如此高的效率?我们最好从了解SMPS 损耗的公共问题开始，开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET 和二极管)，另外小部分损耗来自电感和电容。但是，如果使用非常廉价的电感和电容(具有较高电阻)，将会导致损耗明显增大。选择IC 时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。例如，图1 采用了多种方法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。

　　图1. 降压转换器集成了低导通电阻的MOSFET，采用同步整流，效率曲线如图所示。

　　降压型SMPS

　　损耗是任何SMPS 架构都面临的问题，我们在此以图2 所示降压型(或buck)转换器为例进行讨论，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。

　　降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。为了达到这个要求，MOSFET 以固定频率(fS)，在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。当MOSFET 导通时，输入电压给电感和电容(L 和COUT)充电，通过它们把能量传递给负载。在此期间，电感电流线性上升，电流回路如图2 中的回路1 所示。

　　当MOSFET 断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路2 所示。MOSFET 的导通时间定义为PWM 信号的占空比(D)。D 把每个开关周期分成[D × tS]和[(1 - D) × tS]两部分，它们分别对应于MOSFET 的导通时间(环路1)和二极管的导通时间(环路2)。所有SMPS 拓扑(降压、反相等)都采用这种方式划分开关周期，实现电压转换。

　　对于降压转换电路，较大的占空比将向负载传输较多的能量，平均输出电压增加。相反，占空比较低时，平均输出电压也会降低。根据这个关系，可以得到以下理想情况下(不考虑二极管或MOSFET 的压降)降压型SMPS 的转换公式：

　　VOUT = D × VIN

　　IIN = D × IOUT

　　需要注意的是，任何SMPS 在一个开关周期内处于某个状态的时间越长，那么它在这个状态所造成的损耗也越大。对于降压型转换器，D 越低(相应的VOUT 越低)，回路2 产生的损耗也大。

　　1、开关器件的损耗 MOSFET 传导损耗

　　图2 (以及其它绝大多数DC-DC 转换器拓扑)中的MOSFET 和二极管是造成功耗的主要因素。相关损耗主要包括两部分：传导损耗和开关损耗。

　　MOSFET 和二极管是开关元件，导通时电流流过回路。器件导通时，传导损耗分别由MOSFET 的导通电阻(RDS(ON))和二极管的正向导通电压决定。

　　MOSFET 的传导损耗(PCOND(MOSFET))近似等于导通电阻RDS(ON)、占空比(D)和导通时MOSFET 的平均电流(IMOSFET(AVG))的乘积。

　　PCOND(MOSFET) (使用平均电流) = IMOSFET(AVG)² × RDS(ON) × D

　　上式给出了SMPS 中MOSFET 传导损耗的近似值，但它只作为电路损耗的估算值，因为电流线性上升时所产生的功耗大于由平均电流计算得到的功耗。对于“峰值”电流，更准确的计算方法是对电流峰值和谷值(图3 中的IV 和IP)之间的电流波形的平方进行积分得到估算值。

　　图3. 典型的降压型转换器的MOSFET 电流波形，用于估算MOSFET 的传导损耗。

　　下式给出了更准确的估算损耗的方法，利用IP 和IV 之间电流波形I²的积分替代简单的I²项。

　　PCOND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × D

　　= [(IP3 - IV3)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN

　　式中，IP 和IV 分别对应于电流波形的峰值和谷值，如图3 所示。MOSFET 电流从IV 线性上升到IP，例如：如果IV 为0.25A，IP 为1.75A，RDS(ON)为0.1Ω，VOUT 为VIN/2 (D = 0.5)，基于平均电流(1A)的计算结果为：

　　PCOND(MOSFET) (使用平均电流) = 12 × 0.1 × 0.5 = 0.050W

　　利用波形积分进行更准确的计算：

　　PCOND(MOSFET) (使用电流波形积分进行计算) = [(1.753 - 0.253)/3] × 0.1 × 0.5 = 0.089W

　　或近似为78%，高于按照平均电流计算得到的结果。对于峰均比较小的电流波形，两种计算结果的差别很小，利用平均电流计算即可满足要求。

　　2、二极管传导损耗

　　MOSFET 的传导损耗与RDS(ON)成正比，二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压(VF)。二极管通常比MOSFET 损耗更大，二极管损耗与正向电流、VF 和导通时间成正比。由于MOSFET 断开时二极管导通，二极管的传导损耗(PCOND(DIODE))近似为：

　　PCOND(DIODE) = IDIODE(ON) × VF × (1 - D)

　　式中，IDIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。图2 所示，二极管导通期间的平均电流为IOUT，因此，对于降压型转换器，PCOND(DIODE)可以按照下式估算：

　　PCOND(DIODE) = IOUT × VF × (1 - VOUT/VIN)

　　与MOSFET 功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与I 成正比，而不是I2。

　　显然，MOSFET 或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。对于降压型转换器，输出电压越低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。

　　3、开关动态损耗

　　由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算MOSFET 和二极管的开关损耗，器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生功率损耗。图4 所示MOSFET 的漏源电压(VDS)和漏源电流(IDS)的关系图可以很好地解释MOSFET 在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，tSW(ON)和tSW(OFF)期间电压和电流发生瞬变，MOSFET 的电容进行充电、放电。

　　图4 所示，VDS 降到最终导通状态(= ID × RDS(ON))之前，满负荷电流(ID)流过MOSFET。相反，关断时，VDS 在MOSFET 电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。开关过程中，电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源，从图4 可以清楚地看到这一点。

　　图4. 开关损耗发生在MOSFET 通、断期间的过渡过程

　　开关损耗随着SMPS 频率的升高而增大，这一点很容易理解，随着开关频率提高(周期缩短)，开关过渡时间所占比例增大，从而增大开关损耗。开关转换过程中，开关时间是占空比的二十分之一对于效率的影响要远远小于开关时间为占空比的十分之一的情况。由于开关损耗和频率有很大的关系，工作在高频时，开关损耗将成为主要的损耗因素。MOSFET 的开关损耗(PSW(MOSFET))可以按照图3 所示三角波进行估算，公式如下：

　　PSW(MOSFET) = 0.5 × VD × ID × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS

　　其中，VD 为MOSFET 关断期间的漏源电压，ID 是MOSFET 导通期间的沟道电流，tSW(ON)和tSW(OFF)是导通和关断时间。对于降压电路转换，VIN 是MOSFET 关断时的电压，导通时的电流为IOUT。

　　为了验证MOSFET 的开关损耗和传导损耗，图5 给出了降压转换器中集成高端MOSFET 的典型波形：VDS和IDS。电路参数为：VIN = 10V、VOUT = 3.3V、IOUT = 500mA、RDS(ON) = 0.1Ω、fS = 1MHz、开关瞬变时间(tON + tOFF)总计为38ns。

　　在图5 可以看出，开关变化不是瞬间完成的，电流和电压波形交叠部分导致功率损耗。MOSFET“导通”时(图2)，流过电感的电流IDS 线性上升，与导通边沿相比，断开时的开关损耗更大。

　　利用上述近似计算法，MOSFET 的平均损耗可以由下式计算：

　　PT(MOSFET) = PCOND(MOSFET) + PSW(MOSFET)

　　= [(I13 - I03)/3] × RDS(ON) × VOUT/VIN + 0.5 × VIN × IOUT × (tSW(ON) + tSW(OFF)) × fS

　　= [(13 - 03)/3] × 0.1 × 3.3/10 + 0.5 × 10 × 0.5 × (38 × 10-9) × 1 × 106

　　= 0.011 + 0.095 = 106mW

　　这一结果与图5 下方曲线测量得到的117.4mW 接近，注意：这种情况下，fS 足够高，PSW(MOSFET)是功耗的主要因素。

　　图5. 降压转换器高端MOSFET 的典型开关周期，输入10V、输出3.3V (输出电流500mA)。开关频率为1MHz，开关转换时间是38ns。